硬件

 在设计微控制器 (MCU) 的时钟电路图时，如果使用有源晶体振荡器作为时钟源，通常会在其输出端串联一个几十欧姆的电阻。该电阻的主要作用如下：1. 阻抗匹配当有源晶体振荡器的输出阻抗与PCB传输线的阻抗（通常为50Ω）不匹配时，会导致信号反射，从而引起过冲和振铃。通过在信号源端串联一个33Ω的电阻（与晶体振荡器约20Ω的内阻形成50Ω的阻抗匹配），可以吸收反射信号，降低反射系数。2. 降低电磁干扰有源晶体振荡器的输出信号为方波信号。其陡峭的边沿和由此产生的高频振铃会产生大量的高频噪声，这些噪声会向外辐射，导致电磁兼容性 (EMC) 问题，并可能影响系统的其他部分或导致 EMC 测试失败。串联电阻可以平滑信号边沿，降低信号的高频分量，从而有效降低电磁辐射 (EMI)。这是一种低成本且有效的 EMI 抑制措施。3. 限制晶体振荡器输出电流并保护输出级有源晶体振荡器内部的输出驱动器通常容量有限。如果后续负载的输入电容较大，或者发生意外短路（虽然这种情况很少见），则在方波转换瞬间会产生较大的瞬时充放电电流（充电电流 i = C * dv/dt）。串联电阻可以限制该峰值电流，减轻晶体振荡器内部输出级的负担，提供一定的保护，并提高系统可靠性。

瞬态电压抑制器 (TVS) 的功能是保护电子电路免受瞬态过电压（例如雷击和静电放电）造成的损坏。它通过快速钳位和分流浪涌能量来确保电路安全。在 TVS 保护电路设计中，通常会串联一个电阻，如图 1 所示，其中 22Ω 的电阻与 RS232 通信接口电路的接收线和发送线都串联。TVS 与该电阻串联，用于吸收过电压事件期间的能量，从而保护电路并限制电流。这种配置确保当电路受到瞬态过电压威胁时，TVS 可以快速介入并有效吸收过电压，从而保护电路中的其他元件免受损坏。同时，串联电阻进一步调节电流大小，防止 TVS 在吸收过电压的同时因过电流而损坏。图 1 RS232 通信接口TVS与串联电阻的连接方式通常有两种：一种是将电阻置于TVS之后，如图2所示；另一种是将电阻置于TVS之前，如图3所示。这两种连接方式因应用场景而异。前接方式可以降低浪涌电流，而后接方式则能更有效地实现二次分压和限流。图 2图 3如图2所示电路中，TVS器件首先吸收大部分浪涌电流。随后，剩余的电压或电流通过电阻R2再次分压和限流。这种设计能更有效地保护下游负载。但是，如果下游负载的阻抗远大于电阻R2的阻抗，则分压和限流效果会相对较弱，电阻R2的作用也会相应减弱。 如图3所示电路中，考虑浪涌电流的大小时，如果浪涌电流较小，可以选择一个合适功率的电阻器并将其置于TVS之前。这样，电阻器将分担一部分电流，从而降低浪涌电流IPP。相应地，TVS的钳位电压Vc也会降低，进一步增强对下游负载的保护作用。

RS485因其强大的抗干扰能力和低成本而被广泛应用于工业智能仪器和通信设备等领域。然而，工业环境复杂且易受严重的电磁干扰。非隔离式RS485系统存在以下缺点：（1）在户外或工业环境中，雷击和电源切换会产生瞬态高压浪涌，容易损坏后端电路；（2）当多个设备共用 RS485 总线时，一个节点发生故障（例如短路）会导致整个总线发生故障；（3）当485个通信节点之间的距离过远（大于50米）时，每个节点的参考地都连接到本地地。当两端地之间存在较大的电压差时，地电位会作为共模电压叠加在信号线上，该共模电压可能超过端口可承受的共模电压范围，影响正常通信，甚至损坏后端电路；（4）当远距离 485 通信节点之间的接地平面使用电缆（例如 485 屏蔽电缆）连接时，接地线会与大地形成接地回路，耦合外部共模噪声并产生接地回路电流，这可能会导致整个电路系统发生故障。如果存在这些不利因素，或者安全法规要求设备之间进行电气隔离以防止泄漏或火花造成危险，则必须考虑采用隔离式 RS485 解决方案。隔离式 RS485 电路为非隔离电路增加了电气隔离功能，从而增强了抗干扰能力和系统稳定性。在 RS485 电路中实现隔离需要使用隔离器件，例如光耦合器、磁隔离器和隔离芯片。光耦合器是最常用的隔离器件，且价格相对低廉。光耦合器的速度必须满足波特率要求；通常，RS485 电气隔离使用高速光耦合器，并且需要一个 DC-DC 隔离模块为节点提供独立电源。图 1 显示了一种低成本的 RS485 电气隔离解决方案。

RS232（也称为 EIA RS-232）是常用的串行通信接口标准之一。它采用全双工通信，需要三条线：地线、发送线和接收线。RS-232 仅适用于设备间的点对点通信。由于其单端信号的特性，其抗干扰能力较差。因此，RS232 通过提高电压电平来增强信号的抗干扰能力并增加传输距离。RS232 使用负逻辑电平，逻辑 0 电平为 [3, 15]V，逻辑 1 电平为 [-15, -3]V。RS232 标准的最大传输距离受多种因素影响，主要取决于传输速率、电缆特性、芯片驱动能力和信号传输特性。1. 传输速率传输距离与波特率成反比。波特率越高，信号衰减和失真就越严重。在 19.2 kbps 的速度下，传输距离通常不会超过 15 米。在 9.6 kbps 的速度下，传输距离可达 30-50 米。即使速率低至 1.2 kbps，传输距离也能达到 300 米（在其他条件优化的情况下）。2. 电缆特性RS232C 标准规定驱动器允许的容性负载为 2500 皮法。当使用每米电容为 150 皮法的通信电缆时，最大通信距离可达 15 米。理论上，如果降低电缆的每米电容，通信距离可以相应增加。3. 芯片驱动能力早期的芯片驱动能力较弱，而现代芯片（如 MAX232）可以支持更远的距离，驱动电流可达 1mA。4. 信号传输特性RS232采用单端信号传输方式，存在共地噪声和无法有效抑制共模干扰等问题，进一步限制了其传输距离。使用屏蔽电缆减少外部电磁干扰也可以增加传输距离。在实际应用中，RS232 通信线路通常用于 20 米以内的短距离通信。

In industrial applications, to accurately measure temperature values, we typically use a PT100 bridge circuit to sample and convert resistance changes into voltage changes. To obtain different measurement ranges, the sampling resistors are divided into 100 ohms and 50 ohms. Method 1 and Method 2 are the measurement calculation formulas for PT100. The specific differences are as follows: Method 1: (PT100) Reference resistor R3 = 100Ω. This method cannot measure temperatures below zero. The measurement temperature range of Method 1 is >= 0℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 100Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN as Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage. Method 2: (PT100) Reference resistor R3 = 50Ω, measuring resistance offset downwards by 50 ohms, measuring temperature range >=-125℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 50Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage.   Through the calculation process above, we obtained the calculated resistance value of the PT100 by measuring the sampled voltage. To ultimately obtain the relationship between resistance and temperature, typical methods include table lookup and iterative methods.

如图 1 所示的 STM32 复位电路中，通常在 RC 复位电路的电阻端并联一个开关二极管。该二极管的主要功能是加速电容器电荷的释放。图 1 STM32 复位电路图 2 STM32 复位电路的放电路径在RC复位电路中，放电二极管必不可少，其主要功能是快速放电。当电源关闭或因干扰导致瞬时断电时，电容器中存储的电荷需要通过某种路径释放，以确保下次上电时能够正确复位。如果没有二极管，当断电干扰脉冲较窄时，电容器会通过电阻较大的电阻R1放电，导致放电速度较慢。RC电路在断电瞬间无法完全放电，系统也无法在恢复供电后自动复位。瞬时断电干扰会导致程序停止正常运行，进而导致程序运行异常或进入无限循环。二极管的加入为电容器提供了一条快速放电路径。由于二极管的导通电阻非常低，如图2所示的STM32复位电路放电路径所示，电容器C1中的电荷会通过二极管D1快速放电，从而保证复位电路的稳定性和可靠性。断电时，电容器通过二极管快速放电至地。当电源恢复时，电容器已完全放电，可以立即开始充电，从而触发复位操作。这种快速放电过程确保复位电路在断电或电源异常后能够迅速恢复到初始状态。

在设计开关电源电路时，我们通常使用以下公式计算输出纹波：如果所用电容器为多层陶瓷电容器（MLCC），由于其等效串联电阻（ESR）值非常低，因此可以忽略不计。所以，根据输入/输出电压、开关频率和目标纹波，可以使用以下公式计算电容值：然而，使用上述公式计算出的电容值在实际测试中却导致了更大的输出纹波。这是为什么呢？这是因为多层陶瓷电容器（MLCC）具有直流偏置特性：对电容器施加直流电压会降低其电容值。 下图 1 显示了 Murata 22uF/10V 电容器的直流偏置特性。图 1如图所示，当对电容器施加 5V 直流电压时，其电容值会降至初始值的约 50%。MLCC 电容器的直流偏置特性非常显著；电容值越大，随着电压的升高，电容值下降得越快，这在电路设计中必须加以考虑。通常，MLCC 电容器的直流偏置特性具有以下特点： ① 电容越大，偏置特性越明显；电容随电压升高而减小。 ② 对于相同电容但不同额定电压的电容器，在相同电压下电容下降的幅度大致相同（没有额定电压高的电容器电容下降幅度较小）。 ③ 对于相同电容和额定电压的电容器，封装尺寸越大，电容下降速度越慢。 MLCC的电容衰减是客观存在的。设计应基于实际偏置电压下的电容值，而非标称电容值。例如，如果电路需要一个10uF的电容，而选择了X7R型MLCC（额定电压10V），但实际偏置电压为5V（此时电容衰减约50%），则应并联两个标称电容为10uF的电容，以确保实际电容满足要求。

在降压开关变换器中，功率电感器所能承受的理论峰值电流为 I。L，PK=(1+r/2)×I出去这是功率电感器额定电流或饱和电流最小值的依据。实际选型值需要大于峰值电流的理论值。一旦确定了功率电感器的电感值和其他条件，电感器的实际峰值电流即为 I。顶峰 = 我出去,max + ∆I_L/2（其中 ∆I_L 是确定电感值后电感器上的实际纹波电流）。计算降压电路中功率电感器最小值的公式如下：其中 VIN,MAX V 是 BUCK 电路需要支持的最大输入电压。出去 是典型输出电压，FSW 是开关频率，I输出，最大 其中，是需要支持的最大负载电流，r 是纹波电流系数，通常设置为 0.3~0.5。上述公式是确定BUCK降压转换器中最小功率电感值的基础。实际值不得小于理论计算值；否则，电路中的实际纹波电流和其他参数将无法满足设计要求中的目标值。通过对上述公式进行变换，我们得到计算最小功率电感值的公式，如下所示：因此，可以看出输入电压 VIN 与电感 L 成正比；输入电压越大（需要支持的最大输入电压为 V），所需的输入电压就越高。IN,MAX），所需的电感值越大。如果所设计的降压电路只需要支持典型的输入电压值 VIN，典型值也就是说，如果输入电压为固定值，则上述最小功率电感的计算也可以使用V。IN，典型值.

图 1. 非同步 BUCK 转换器拓扑结构图 1 显示了异步 BUCK 转换器的拓扑结构。异步 BUCK 转换器芯片通常只在内部集成高侧 MOSFET。当高侧 MOSFET 关闭时，需要在 SW 引脚和 GND 之间安装一个续流二极管，作为功率电感的续流路径。续流二极管的选择必须至少满足以下两个硬性标准（1）（2）和两个优化标准（3）（4）：（1）续流二极管的反向工作电压 VRRM 必须等于或大于最大输入电压 VIN（max）。(2) 续流二极管的正向电流 IF(AV) 不得小于 Iout(max)*(1-D)，其中 D 为降压转换器的占空比，Iout(max) 为降压转换器可承受的最大负载电流。为了更严格地选择续流二极管的过流能力，可以将其选择为大于或等于电感器上的峰值电流 IOUT+(ΔIL)/2。（3）正向压降VF越小，由该参数引起的功率损耗越小，功率效率越高。（4）从导通状态到关断状态的开关速度越快（反向恢复时间trr越短），反向恢复损耗越小，功率效率越高，越好。肖特基势垒二极管 (SBD) 是续流二极管的理想选择，因为它们的正向压降小，反向恢复时间快（通常为几十纳秒甚至几纳秒），从而降低了续流二极管的功率损耗。为了设计一个直流输入电压范围为9-36V、典型输入电压为12V、输出电压为5V、最大负载能力为5A的降压DC-DC转换器，选用反向工作电压为40V、正向电流大于5A的肖特基二极管，因为其最大输入电压为36V。如图2所示，SS54肖特基二极管的反向工作电压为40V，平均整流电流为5A，在正向电流为5.0A时的最大正向压降为0.55V，满足电路要求。图 2 SS54 肖特基二极管的电学参数当输入电压为典型值 12V 时，占空比为典型值 5/12，流过续流二极管的平均电流为 5.0A*(1-5/12)=2.917A。当输入电压为最大值 36V 时，占空比为最小值 5/36，流过续流二极管的最大平均电流为 5.0A*(1-5/36)=4.3A。如图 3 所示，TPS54360DDAR 电路设计示例中选用的续流二极管为 D3 (SS54)。图 3. TPS54360DDAR 电路设计示例 

前文提到，为了抑制高频噪声的影响，4-20mA电流采样电路需要在ADC采样前增加一个RC低通滤波器。本文采用图1所示的RC低通滤波器电路，其中R2为1.6KΩ，C1为0.1μF，截止频率fc约为1kHz。图 1 RC 低通滤波器以下分析通过实际计算检验其噪声抑制能力，以 200Hz 带内信号和 5kHz 带外噪声信号为例，计算其幅频响应。图 2 显示了典型电阻分压器的输出。图 2 电阻分压器输出RC滤波器采用等效结构，用电容器代替R2。首先，我们将R2替换为电容器的容抗(XC)，得到RC分压器的输出表达式，如图3所示： 图 3. 电阻-电容分压器输出电容器的容抗表达式如下：图 4. 电容器容抗的表达式在上述设计示例中，R ≈ 1600Ω，C = 100nF。我们假设 VIN 的幅值为 1V，并使用 200Hz 的正弦波频率计算 VOUT 的幅值（图 5）：图 5图 5 的计算结果表明，200Hz 信号的幅度基本保持不变，这与在抑制噪声的同时保持信号幅度不变的预期相符。接下来，我们来看看滤波器是如何成功衰减 5kHz 噪声分量的（图 6）。图 6图 6 中的计算结果表明，噪声幅度仅为原值的 20% 左右，这表明对带外噪声的抑制效果显著。

在CAN通信中，我们经常会看到如下图所示的电路设计：CAN终端电阻并非直接使用120欧姆。而是在两个62Ω电阻之间添加一个接地电容，将终端电阻“分割”成两部分，这就是分端法。图1 CAN总线接口电路这种连接方式实际上相当巧妙，它能有效降低差分信号上的外部干扰。CAN总线传输差分信号，通常对共模干扰具有很强的抵抗力。然而，为了实现高可靠性设计，CAN总线必须能够承受各种恶劣环境。总线上的高幅值共模尖峰干扰会损坏CAN收发器内部的接地电路，因此需要进行干扰抑制。抑制这种干扰最简单有效的方法是使用RC低通滤波器。具体做法是将120Ω终端电阻分成两个串联的62Ω电阻，并在两个电阻之间连接一个小的接地电容。这样就在CAN总线上的两个差分传输端口CANH/CANL处分别形成一个RC低通滤波器。 RC低通滤波器的截止频率为Fc = 1/(2πRC)，因此C = 1/(2πRFc)。这意味着电容值与信号传输截止频率相关。电容值的选择通常取决于波特率。对于500kHz的波特率，我们选择500kHz的截止频率。电容值的计算公式为：C = 1/(2πRFc) = 1/(2π*500000*62) = 5.13nF。4.7nF 的电容器（接近常用值）就足够了。CAN 总线采用分端接，可以更有效地滤除高频共模噪声，提高复杂工业环境中的通信稳定性。  

如图1所示，在CAN总线的实际应用中，需要在总线的两端连接一个120Ω的电阻。那么，使用120Ω电阻的依据是什么呢？图 1下面我们以TJA1044的内部结构图为例进行分析。图 2CAN总线的特性是显性状态代表0，隐性状态代表1。当总线处于隐性状态时，TJA1044内部的上下晶体管Q1和Q2均处于截止状态，CANH和CANL引脚处于非激活状态，电压差为0V。当总线处于显性状态时，TJA1044内部的上下晶体管Q1和Q2均处于导通状态，CANH和CANL引脚之间产生电压差。如果总线上没有负载且处于隐性状态，则总线的差分电阻会非常大，即使是极小的外部能量也会导致总线变为显性状态。这主要是因为典型收发器中显性状态的最小阈值电压仅为500mV左右。因此，为了提高总线的抗干扰能力，需要一个终端电阻。但是，该电阻的阻值应尽可能低（同时也要避免过大的电流）。 此外，总线上的寄生电容也必须考虑在内。当总线处于主导状态时，电容充电；当总线处于隐蔽状态时，电容放电。如果总线上没有任何并联电阻，则只能通过两端的收发器放电。这会影响两种状态（隐蔽状态和主导状态）之间的转换时间，导致波形异常（爬升），如图 3 所示。当信号在高速传输路径中遇到阻抗不连续时，会引起信号反射，我们称之为阻抗不连续。添加终端电阻可以消除或减少这些信号反射的影响。终端电阻吸收信号能量，防止其在总线上扩散。那么，为什么是 120Ω 呢？事实上，ISO 11898-2 标准明确规定，120Ω 是通过大量实验测试确定的最合理的电阻值。图 3如果要验证实际项目中需要多大的母线端电阻，可以使用下图 4 所示的方法进行测试。图 4将一个可调电阻并联到总线上，并调节其阻值，直到方波波形保持稳定无失真。选择终端电阻功率时，必须考虑接口的短路情况。这意味着，如果发生短路，短路电流将直接从CANH流向CANL。然而，典型的CAN收发器所能承受的电流只有几十毫安（由于收发器内部的限流措施）。例如，TJA1044只能承受50毫安的电流。根据公式P = I² * R，我们得到50 mA * 50 mA * 120 Ω = 0.3 W。因此，电阻功率选择为0.25 W，这是常见的1206封装的功率。